高压软开关充电电源硬件主电路设计(一)

主电路设计

主要技术指标 2．负载电容容量3133uF；

3．输出电流2安培直流；电源容量5kW；

4．开关频率20kHz，谐振频率40kHz；

5．电流检测与电压检测；

6．用DSP实现PWM控制。

主电路选型

在谐振开关技术中最适合脉冲电容充电的电路是串联谐振开关电路,输出近似为恒流源或称“等台阶充电”,突出的优点是充电效率高且具有固有短路保护能力[6]。其主电路如图3-1所示。由于电源功率大，采用全桥型电路，高频变压器的副边也采用二极管整流桥进行整流。

图3-1 电容充电电源主电路示意图

图中为串联谐振电感(含变压器漏感和线路分布电感);为串联谐振电容。其工作原理和具体参数将在下面给出。

电路的工作原理及方式

直流电压（由市电经过整流得到）经过逆变电路逆变为频率很高的方波交流电，此高频方波交流电在经高频变压器生压后，由二极管整流桥整

流输出稳定的直流电流，向电容C进行充电。

设为IGBT的开关频率，为谐振频率。

串联谐振变换器按大小有3种工作方式： 2．方式二(/2<<) 电流连续工作,可实现零电流关断。但开通时,同一桥臂上的两个开关管存在强迫换流,故开关损耗较大,干扰大；

3．方式三(>) 电流连续工作,零电压开通和硬关断,开关损耗和干扰较大。因线路存在电感,断时产生的电压尖峰较高,极易损坏开关器件[7]。

现在以图3-2的电路来分析一下串联负载DC—DC变换器的这三种运行方式。

（a）串联负载DC/DC变换电路

（b）等效电路

图3-2 串联负载DC/DC变换电路及等效电路

由图可知，电感和电容形成串联谐振，并与负载串联，经过谐振的电流在负载端被全波整流。输出端的滤波电容C足够大，可以认为电容C两端电压是没有波纹的直流电压。为了简化分析，假定谐振电路中的电阻损耗可以忽略不计，输出电压可以反射到整流桥的输入端，以表示，如果为正，，为负，。

若开关T+导通，电流为正时流经T+，反之，流经二极管D-。与此类似，为负时，若开关T-导通，电流流经T+；反之流经二极管D+。因

此，对图3-2（a）来说，可有如下四种状态：

1.当>0时

T+导通: =+，；

D-导通: =，。

2.当<0时

T-导通: =，；

D+导通: =+，。

谐振槽上的电压取决于电流的方向以及哪个开关器件导通。上述方程所描述的状态可以用图3-2（b）所示等效电路来表示。应该注意，使用这个等效电路时应按不同的时间间隔来计算。在每种时间间隔内，要确定其出使条件，并把和看作一个直流电压。

在稳态对称运行时，两个开关器件的工作状态是相同的，与此相似，两个二极管的工作状态也是相同的，因此只要对半个运行周期进行分析即可知道整个周期的状态，因为另外半个周期的运行状态与此对称。

此串联谐振电路的开关频率由电路中的开关器件来控制，它可以比谐振频率低，也可以比谐振频率高。根据和的不同比值，电流有连续和不连续之分，起运行状态可分为下面的三种情况。 应用谐振方程可计算出电流和电压的稳态波形，如图3-3所示。在时刻，开关T+开通，电感电流从零开始建立，电容电压的初始值为，电流和电压在各区间的等效电路示于图3-3中。 在时刻，开关T-开通，下半周开始工作，其电流电压波形前相同，但极性相反。

电路的开关频率可从T+两次开通为一个周期来计算。由图可知，开关频率小于谐振频率的一半，也就是说一个开关周期内，谐振电流已震荡两次，另外还有两段停止工作时间。开关频率的半个周期超过了谐振电流的360°，所以</2，被整流的电感电流等于输出直流电流，负载电压为。

图3-3 电流断续运行 图3-4为/2<<时，谐振电流连续运行状态的波形图。

图3-4 电流连续运行

由图可知，开关T+在处开通。开通条件不是零电流和零电压条件，开关T+导通时间小于180°。在处反向，电流流经二极管D+，于是开关T+自然关断，在处，T—开通，电流从二极管D+转向开关T-。与断续运行相比，因为开关T-提前开通，所以D+导通时间也小于180度。这种状态运行，开关不是在零电压和零电流条件下开通，所以产生了开通损耗。此外，为了避免对开关有过大的反向峰值电流和过大的二极管损耗，二极管必须有良好的反向恢复特性。例如，在处，开关T-开通时，原来导通的二极管D+不能立即关断，于是通过D+的反向电流会给正在开通的T-开关增加了电流负担。因为电感电流经过开关过零，而且经续流二极管反向，所以开关是在零电流、零电压条件下自然关断的。

3.1.3.3. 连续导通(>)

这种运行状态与以前讨论的连续导通状态有所不同，当/2 <<

时，电流是连续的，其开关自然关断，但开通并非零电流条件。当>时，电流也是连续的，开关的关断是强迫关断，开通具有零电流和零电压条件。

图 3-5 电流连续>

图3-5示出了>时的电路波形。由图可知，T+开关在零电流条件下与处开通，且开始反向。在处，震荡电流未达到零之前，开关T+被强迫关断，正向电流被迫经二极管D-流通。此时加在谐振槽的电压为较大的负电压，所以流经二极管D-的电流很快在处减小为零。此后，电流反向，当二极管D-开始反向导通时，开关T-立即开通。开关T-关断之后，二极管D+导通。开关T+和二极管D-的导通时间为开关频率的半个周期，此半个周期小于谐振频率的半个周期。

三种方式中,方式一在绝缘栅双极晶体管(IGBT)开通和关断时损耗都最小,被选作恒流充电电源的工作方式，其工作时谐振电流波形见图3-6。

忽略图放电保护电路的影响,设为电容电压折算至变压器原边的电压,则理想情况(输入电压恒定,变压器及半导体器件为理想器件)下:

在期间

在期间

充电电流平均值

&nb sp;

=

= （3-1）

由上式可见,在谐振参数和输入电压一定时,充电电流与开关频率成正比。开关频率恒定,则充电电流恒定。充电电流与负载电压无关,因而具有较强的抗负载短路能力[8]。

图3-6 谐振电感电流波形

主电路的各项参数

3.1.4.1谐振参数

充电电路的系统结构见图3-7。

图3-7 系统结构图 因，负载电容的影响可忽略不计。

故有

式中n为变压器变比，为谐振频率，为谐振周期，为开关频率，为开关周期[9]。即

>40Hz这样有 =41.1Hz

=6.63

输出电流按式（3-1）计算：

==1.99 A

充电电流基本符合要求。 如图3-8，为了使电路给逆变器提供一个稳定的电压，输入整流段需进行变压器隔离和滤波，且在电流输入端设置一熔断器，为电源提供保护，防止电流过大而损害设备。

图3-8 输入整流电路

3.1.4.3 输出整流

由于功率大，输出整流采用桥式整流电路。但由于输出电压较高，将超过单个二极管所承受的最高反向电压，为安全起见，下图3-9中的每个二极管将由三个二极管串联起来一起使用，并选用快恢复二极管。

图3-9 输出整流电路

3.1.4.4逆变参数

图3-10 IGBT电流控制电路

表3-1 IGBT具体参数

项目 符号 额定值 单位

集电极电压 1200 V

门极电压 V

集电极

电流 连续 75 A

1ms 脉冲 150 A

连续 - 75 A

1ms -脉冲 150 A

最大能量消耗 600 W

工作温度 +150 ℃

存储温度 - 40到+125 ℃

绝缘电压 交流2500（1分钟） V

调节扭矩 装备1 3.5

接线端1 3.5