65W 单级PFC LED电源设计 通嘉应用方案

LED电源设计

LED驱动电源单极PFC反激式开关电源的设计

[日期：2012-01-11] 作者:Billy.chen

因为环境能源要求，在越来越多的电子产品使用的电源要求越来越高，特别是LED驱动电源要求在5W以上的产品都要求高功率因素，低谐波，高效率，但是因为又有体积和成本的考量，传统的PFC+PWM的方式电路复杂，成本高昂，因此在小功率（65W左右）的应用场合一般会选用单极PFC的方式应用，特别是在T5，T8等LED驱动电源得到广泛的应用，并成为目前的主流应用方案。

目前市面上的PFC有很多，下面以市面上得到广泛应用的LD7591及其升级版本LD7830,主要用LD7830来做说明介绍。

一 介绍：

LD7830是一款具有功率因素校正功能的LED驱动芯片，它通过电压模式控制来稳定输出且实现高功率因素(PF)与低总谐波失真(THD)特性。LD7830能在宽输入电压范围内应用，且保持极低的总谐波失真。LD7830具备丰富的保护功能，如输出过压保护(OVP)，输出短路保护(SCP)，芯片内置过温保护(OTP)，Vcc过压保护，开环保护等保护功能令LED驱动电源系统工作起来更加安全可靠。LD7830在LD7591的基础上增加了高压启动，OLP保护功能和软启动功能，使系统的待机功耗更低至0.3W以下,同时短路保护更加可靠。

二 LD7830特点：

内置500V高压启动电路

高PFC功能控制器

高效过渡模式控制

宽范围 UVLO (16V开, 7.5V 关)

最大250KHZ工作频率

内置VCC过压保护

内置过载保护(OLP)功能

过电流保护(OCP)功能

500/-800mA驱动能力

内置8ms软启动

内置过温保护(OTP)保护

三 应用范围：

AC/DC LED照明驱动应用

65W以下适配器

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四 典型应用

图一

五 系统设计

LD7830的典型应用为反激拓扑结构，如图一所示。

5.1我们首先介绍LD7830的反激工作原理，假设交流输入电压波形是理想正弦波，整流桥也是理想的，则整流后输入电压瞬时值Vin(t)可表示为：

VIN(t)=VPK×sin(2×FL×t)

FL为交流其中VPK为交流输入电压峰值, VPK=2×VRMS, Vrms为交流输入电压有效值，输入电压频率。再假定在半个交流输入电压周期内LD7830误差放大器的输出VCOMP为一恒定值，则初级电感电流峰值瞬时值IPKP(t)为：

IPKP(t)=IPKP×sin(2×π×FL×t)

其中IPKP为相对于输入电压初级电感电流峰值的最大值。

在反激电路中，当MOSFET导通时，输入电压Vin(t)对电感充电，同时输出电容对负载放电，初级电感电流从零开始上升，令θ=2×π×FL×t

则TON=

LP×IPK(θ)VIN(θ)

=

LP×IPKPVPK

Ton为MOSFET导通时间，Lp为初级电感量，由上式可见，TON与相位无关。

假设变压器的效率为1且绕组间完全耦合，当MOSFET关断时，次级电感对输出电容充

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电和对负载放电，则： TOFF=Ls×IPKS(θ)

n×(VOUT+VF)

其中，TOFF为MOSFET关断时间，IPKS(θ)为次级峰值电流瞬时值，Ls为次级电感量，Vout为输出电压, VF为输出整流管正向压降，n为初次级匝比，TOFF随输入电压瞬时值变化而变化。

工作电流波形如图二所示，可见，在半个输入电压周期内，只要控制TON固定，则电感电流峰值跟随输入电压峰值，且相位相同，实现高功率因素PF。

图二

5.2下面将针对反激拓扑结构介绍相关参数设计流程

5.2.1首先根据实际应用确定规格目标参数，如最小交流输入电压Vinmin, 最大交流输入电压Vinmax，交流输入电压频率FL，输出电压Vout，输出电流Iout，最大两倍频输出电压纹波ΔVo等。 然后针对目标参数进行系统参数预设计，先估计转换效率η来计算系统最大输入功率；最大输入功率Pin可表示为：Pin=PV×I=ηη

再确定系统最小工作频率，LD7830的开关频率是个变化量，表示为：

FSW=V11==×TTON+TOFFLP×IPKP(1+1 VPK+VF)×?sinθ?n(VOUT

最小开关频率Fsw-min出现在最小输入电压的正弦峰值处。系统设计中，最小开关频率Fsw-min一般设定在35kHz或更高。

确定变压器反射电压VOR，反射电压定义为: VOR=n(Vout+Vf), VOR的取值影响MOSFET与次级整流管的选取以及吸收回路的设计。

5..2.2变压器设计

首先确定初级电感量，电感的大小与最小开关频率的确定有关，最小开关频率发生在输入电压最小且满载的时候，由公式推导有：LP=VPKMIN

(1+KO)×FSWMIN×IPKP

VPK

VRO 其中Ko定义为输入电压峰值与反射电压的比值,即 KO=

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一般说来Ko越大PF值会越低，总的THD%会越高。IPKP=4PO

1.414VINMIN×η

确定初级电感量LP后，就该选择变压器磁芯了,可以参考公式AP=AE×AW选取，然后根据选定的磁芯，确定初级最小绕线圈数Npmin来避免变压器饱和，参考公式： NP=(LP×IPKP)/(BM×AE)×106

然后确定次级绕组匝数,初次级的匝比由VRO决定：n=

VORVOUT+VF,则NS=NP n

同理推导并根据规格书定义的Vcc电压可以得出Vcc绕组的匝数，LD7830的Vcc典型值设定在16V。

定义： LP：初级电感量

NP：初级匝数

IPKP：初级峰值电流

BM：最大磁通饱和密度

AE：磁芯截面积

Po：输出功率

5.2.3 初级吸收回路设计

当MOSFET关断时，由于变压器漏感的存在，在MOSFET的漏端会出现一个电压尖峰，过大的电压加到MOS管的D极会引起MOS击穿，而且会对EMI造成影响，所以要增加吸收回路来限制漏感尖峰电压。典型的RCD吸收回路如图三所示：

T1

图三

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图四

RCD回路的工作原理是：当MOSFET的漏端电压大于吸收回路二极管D1阴极电压时，二极管D1导通，吸收漏感的电流从而限制漏感尖峰电压。设计中，缓冲电容C1两端的电压Vsn要设定得比反射电压VRO高50--100V，如图四所示，称为漏感电压ΔV, Vsn不能设计太低，设计太低将增加RCD吸收回路功耗。缓冲电容C1的设计根据能量平衡，

C1SN.MINLK×IPKPMAX2

=ΔV×(ΔV+2VRo)

IPKPMAX为全电压范围内IPKP的最大值，缓冲电容C1SN要承受大电流尖峰，要求其等效串联电阻ESR很小，R1根据功耗选择合适的W数，阻值一般在47K-120K之间，

VSN2

PR1>R1SN ,吸收回路二极管D1通常选择快恢复二极管，且导通时间也要求快，反向击

穿电压要求大于选择的MOSFET 的击穿电压BVDSS，一般在65W以下应用场合选用额定电流1A的快恢复二极管作为吸收回路二极管。

5.2.4 MOS管的选取

开关管MOSFET最大漏极电流IDMAX应大于开关管所流过的峰值电流IPKP 至少1.5倍，MOSFET的漏源击穿电压（参考图四）BVDSS应大于最大输入电压，VOR以及漏感引起的尖峰之和，一般应留至少90%的余量。

即：BVDSS×0.9>VPKMAX+VOR+ΔV

5.2.5 次级整流管的选取

考虑一定的裕量，次级整流管D最大反向电压VRM需满足：VRM>1.2×(Ns*Vpk+Vout) Np

因为反激式开关电源次级整流二极管只有在电源Toff的时候才会导通,输出在导通时必须能够承受整个输出电流的容许值.输出二极管需要的最小正向导通峰值电流为: Ifps=(2Iout)/(1-Dmax)

Dmax为工作周期,如果设定Dmax为0.5则Ifps>4Iout

5.2.6 输出电容的选取

输出电容电压通常呈现两种纹波，一种是由高频输出电流引起，主要与输出电容的等效窜连电阻（ESR）大小有关，另外一种是低频纹波，为了获得较高的PF值，环路带宽 

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